摘 要：針對分立SiC MOSFET器件，本文進行了兩種SPICE模型的對比研究，其中一種是製造商提供的模型，另外一種是我們新開發的模型。本文對兩種SPICE模型的組成元件進行了詳細的對比。最後透過對模擬開關波形與實測開關波形的對比來驗證兩種模型的準確性。
1。 引 言
SPICE模型作為實際應用中的一種標準模型在電路模擬中得到了廣泛的應用。近年來，隨著SiC MOSFET的快速商業化，SPICE模型開發成為一個活躍的研究領域［1］［2］。
一些SiC MOSFET製造廠商已經可以提供SiC器件的SPICE模型，從而可以評估SiC器件在電力電子變換電路中的表現［3］［4］。為了給電路設計者提供更精確和更實用的模型，SPICE模型一直在不斷地發展。例如，Wolfspeed公司為其1200V分立SiC MOSFET開發了第3代SPICE模型，此模型可以更好地展現其輸出特性和溫度依賴性［5］。SPICE模型的準確性至關重要，這將是電路設計人員進一步研究的主題。
本文針對商用分立SiC MOSFET的兩種SPICE模型做了對比。一種是廣泛應用的製造商提供SPICE模型，這種模型在製造商的官網可以免費下載。另外一種是基於Simplorer模型新開發的SPICE模型。後一種模型可以成功描述SiC MOSFET寄生電容與極間電壓的非線性關係。
兩種模型的準確性透過模擬與實測的開關波形來驗證，重點對比了dvDS/dt， diD/dt和高頻下對散熱器的漏電流。
2。 模型對比
本文以商用1200V、36A、標準TO-247封裝的分立SiC MOSFET器件（C2M0080120D）作為DUT（DeviceUnder Test，待測器件）。
圖1為一種SiC MOSFET器件SPICE模型的電路原理圖，包含三個電極（柵極、漏極和源極）、一個SiC MOSFET核心（用以描述其輸出特性）、寄生電容（CDG、CDS、CGS）、內部柵極電阻RGint、寄生雜散電感（LG、LS、LD）。
圖1：一種SPICE模型的電路原理圖
表Ⅰ為SPICE模型的組成元件對比。
為了實現精確的SPICE模型，內部柵極電阻是不可或缺的，儘管其相對於外部柵極電阻阻值較小，但是內部柵極電阻上面的壓降補償能夠使柵源極電壓更加精確，進而影響SiC MOSFET的輸出特性。
製造商的SPICE模型設定內部柵極電阻為4。6Ω，這是一個典型值並被標註在規格書中。而新的模型基於LCR測量法設定為3。6Ω。這些內部柵極電阻的阻值在SPICE庫檔案（。lib）裡面是需要被定義的。
無論對分立器件還是模組，封裝的雜散電感取值一直是器件建模的爭議點。
製造商的SPICE模型中，柵極雜散電感為15nH，漏極雜散電感為6nH，源極雜散電感為9nH，但是這些雜散電感感值的取值方法並未透漏。
新SPICE模型設定漏極電感為2。5nH，源極電感為4。5nH，並且設定他們之間的耦合係數k為0。46。這些引數是透過文獻［7］所述的實驗方法獲得的。新SPICE模型的雜散電感比製造商的SPICE模型的一半還小，並且是透過實驗資料得到的。這些雜散電感的感值在SPICE庫檔案（。lib）裡面也是需要被定義的。
表Ⅰ：兩種SPICE模型的詳細對比
輸出特性是MOSFET核心模型的基本特性。
製造商的模型採用改進的EKV模型，此模型的公式如附錄1所示。新模型線上性區採用物理模型，對飽和區採用行為近似。輸出特性模型採用了電壓控制電流源。
眾所周知，寄生電容是決定器件開關特性的最重要元件。
如表Ⅰ所示，製造商的模型中，CDG是非線性的，且僅與VDG電壓相關，採用具有雙曲轉移函式的電壓控制電流源（轉移電導G）來近似模擬CDG隨VDG電壓升高而逐漸下降的特性。
CDS與VDS電壓相關。採用體二極體子電路模型的結電容來表示CDS。另外，體二極體還有一個與diD/dVDS成比例的擴散電容。對於CGS，設定為恆定值950pF。
然而，新SPICE模型，CDG與VGS、VDS電壓相關，CDS也與VGS、VDS電壓相關。VGS依賴性表示MOSFET處於通態狀態時的電容值。利用電壓控制電流源對VDS的指數近似和對VGS的雙曲近似來表示CDG。同樣，利用電壓控制電流源對VDS和VGS的sigmoid函式近似來表示CDS。對於CGS，新模型採用依賴於VGS的模型。從表Ⅰ可以看出，與製造商模型相比，新模型的寄生電容模型較為複雜。
3。 開關波形對比
透過帶電感負載的雙脈衝開關試驗來驗證以上模型。如圖2所示的開關測試試驗裝置，包含下橋臂SiC MOSFET（待測器件），作為續流二極體用的上橋臂SiC MOSFET，與之串聯的直流支撐電容，與上橋臂SiC MOSFET並聯的空心電感，以及商用化的柵極驅動電路（GDU40-2）。
圖2：帶電感負載的雙脈衝開關試驗裝置
圖3為兩種模型在漏極電流為20A時VDS、iD和高頻漏電流的瞬態模擬波形與實測結果對比。從圖中可以看出，新模型的模擬波形與實測波形吻合較好，而製造商模型的模擬波結果比實測結果具有更快的響應速度。這種改進主要歸功於非線性電容模型在新SPICE模型中的成功應用。
表Ⅱ總結了dvDS /dt、diD/dt在開通和關斷米勒平臺時的兩種模型對比。
高頻漏電流的對比直接反映了兩種模型的dvDS /dt。
圖3：漏極電流為20A時的模擬與實測開關波形對比
表Ⅱ：dvDS/dt和diD/dt對比
4。 結 論
本文對分立SiCMOSFET器件的兩種SPICE模型做了對比研究。結果顯示，新模型相對於製造商模型在開關波形、dvDS /dt、diD/dt和對散熱器高頻漏電流方面的精確度有顯著的提高。新模型的優異效能表明最新SPICE建模技術還有很大發展空間。
5。 附錄Ⅰ
製造商模型中的改進EKV公式如式（1）所示：
上式中，KS為亞閾斜率，Φt為熱電壓，λ為溝道長度調製係數。同時，式（1）採用對數公式來分別表示兩個電壓控制電流源。
6。 參考文獻
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