本文的目的是為您提供關於
頻譜儀或訊號分析儀
的基本概述。您或許想要進一步瞭解與頻譜分析相關的更多其他話題，您可訪問頻譜分析儀網頁。這裡將重點介紹頻譜分析儀工作的基本原理。雖然今天的技術使得現代數字實現替代許多類比電路成為可能，但是從經典的頻譜分析儀結構開始瞭解仍然非常有好處。今後我們還將探討數位電路賦予頻譜儀的功能及優勢，以及討論現代頻譜儀中所使用的數字架構。
圖 2-1 是一個超外差頻譜儀的簡化框圖。“外差”是指混頻，即對頻率進行轉換，而“超”則是指超音訊頻率或高於音訊的頻率範圍。從圖中我們看到，輸入訊號先經過一個衰減器，再經低通濾波器（稍後會看到為何在此處放置濾波器）到達混頻器，然後與來自本振（LO）的訊號相混頻。
圖 2-1。 典型超外差頻譜分析儀的結構框圖
由於混頻器是非線性器件，其輸出除了包含兩個原始訊號之外，還包含它們的諧波以及原始訊號與其諧波的和訊號與差訊號。若任何一個混頻訊號落在中頻（IF）濾波器的通帶內，它都會被進一步處理（被放大並可能按對數壓縮）。基本的處理過程有包絡檢波、低通濾波器進行濾波以及顯示。斜波發生器在螢幕上產生從左到右的水平移動，同時它還對本振進行調諧，使本振頻率的變化與斜波電壓成正比。
如果您熟悉接收普通調幅（AM）廣播訊號的超外差調幅收音機，您一定會發現它的結構與圖 2-1 所示框圖極為相似。差別在於頻譜分析儀的輸出是螢幕而不是揚聲器，且其本振調諧是電子調諧而不是靠前面板旋鈕調諧。
既然頻譜分析儀的輸出是螢幕上的 X-Y 跡線，那麼讓我們來看看從中能獲得什麼資訊。顯示被對映在由 10 個水平網格和 10 個垂直網格組成的標度盤上。橫軸表示頻率，其標度值從左到右線性增加。頻率設定通常分為兩步：先透過中心頻率控制將頻率調節到標度盤的中心線上，然後透過頻率掃寬控制再調節橫跨 10 個網格的頻率範圍（掃寬）。這兩個控制是相互獨立的，所以改變中心頻率時，掃寬並不改變。還有，我們可以採用設定起始頻率和終止頻率的方式來代替設定中心頻率和掃寬的方式。不管是哪種情況，我們都能確定任意被顯示訊號的絕對頻率和任何兩個訊號之間的相對頻率差。
縱軸標度按幅度大小劃分。可以選用以電壓定標的線性標度或以分貝（dB）定標的對數標度。對數標度比線性標度更經常使用，因為它能反映出更大的數值範圍。對數標度能同時顯示幅度相差 70 至 100 dB（電壓比為 3200 至 100，000 或功率比為 10，000，000 至 10，000，000，000）的訊號，而線性標度則只能用於幅度差不大於 20 至 30 dB（電壓比 10 至 32）的訊號。在這兩種情況下，我們都會運用校準技術1給出標度盤上最高一行的電平即基準電平的絕對值，並根據每個小格所對應的比例來確定標度盤上其他位置的值。這樣，我們既能測量訊號的絕對值，也能測量任意兩個訊號的相對幅度差。
螢幕上會註釋出頻率和幅度的標度值。圖 2-2 是一個典型的頻譜分析儀的顯示。
圖 2-2。 引數已設定的典型頻譜分析儀顯示圖
現在讓我們將注意力再回到圖 2-1 中所顯示的頻譜分析儀元器件。
射頻衰減器
分析儀的第一部分是射頻衰減器。它的作用是保證訊號在輸入混頻器時處在合適的電平上，從而防止發生過載、增益壓縮和失真。由於衰減器是頻譜儀的一種保護電路，所以它通常是基於基準電平值而自動設定，不過也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的步進來手動選擇衰減值。圖 2-3 所示是一個以 2 dB 為步進量、最大衰減值為 70 dB 的衰減器電路的例子。
其中隔直電容是用來防止分析儀因直流訊號或訊號的直流偏置而被損壞，不過它會對低頻訊號產生衰減，並使一些頻譜儀的最低可用起始頻率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。
在有些分析儀中，可以像圖 2-3 那樣連線一個幅度基準訊號，它提供了一個有精確頻率和幅度的訊號，用於分析儀週期性的自我校準。
圖 2-3。 射頻衰減器電路
低通濾波器或預選器
低通濾波器的作用是阻止高頻訊號到達混頻器。從而可以防止帶外訊號與本振相混頻，在中頻上產生多餘的頻率響應。微波頻譜分析儀或訊號分析儀用預選器代替了低通濾波器，預選器是一種可調濾波器，能夠濾掉我們所關心的頻率以外的其他頻率上的訊號。在第 7 章裡，我們將詳細介紹對輸入訊號進行過濾的目的和方法。
分析儀調諧
我們需要知道怎樣將頻譜分析儀或訊號分析儀調諧至我們所希望的頻率範圍。調諧取決於中頻濾波器的中心頻率、本振的頻率範圍和允許外界訊號到達混頻器（允許透過低通濾波器）的頻率範圍。從混頻器輸出的所有訊號分量中，有兩個具有最大幅度的訊號是我們最想得到的，它們是由本振與輸入訊號之和以及本振與輸入訊號之差所產生的訊號分量。如果我們能使想觀察的訊號比本振頻率高或低一箇中頻，則所希望的混頻分量之一就會落入中頻濾波器的通帶之內，隨後會被檢波並在螢幕上產生幅度響應。
為了使分析儀調諧至所需的頻譜範圍，我們需要選擇合適的本振頻率和中頻。假定要求的調諧範圍是 0 至 3。6 GHz，接下來需要選擇中頻頻率。如果選擇 1 GHz 的中頻，這個頻率處在所需的調諧範圍內，我們可以得到一個 1 GHz 的輸入訊號，又由於混頻器的輸出包含原始輸入訊號，那麼來自於混頻器的 1 GHz 輸入訊號將在中頻處有恆定的輸出。所以不管本振如何調諧，1 GHz 的訊號都將透過系統，並在螢幕上給出恆定的幅度響應。其結果是在頻率調諧範圍內形成一個無法進行測量的空白區域，因為在這一區域的訊號幅度響應獨立於本振頻率。所以不能選擇 1 GHz 的中頻。
也就是說，我們應在比調諧頻段更高的頻率上選擇中頻。在可調諧至 3。6 GHz 的 Keysight X 系列訊號分析儀中，第一個本振頻率範圍為 3。8 至 8。7 GHz，選擇的中頻頻率約為 5。1 GHz。
現在我們想從 0 Hz（由於這種結構的儀器不能觀察到 0 Hz 訊號，故實際上是從某個低頻）調諧到 3。6 GHz。
選擇本振頻率從中頻開始（LO - IF = 0 Hz）並向上調諧至高於中頻 3。6 GHz，則 LO - IF 的混頻分量就能夠覆蓋所要求的調諧範圍。運用這個原理，可以建立如下調諧方程：
如果想要確定分析儀調諧到低頻、中頻或高頻訊號（比如 1 kHz、1。5 GHz 或 3 GHz）所需的本振頻率，首先要變換調諧方程得到 fLO：
圖 2-4。 為了在顯示屏上產生響應，本振必須調諧到 fIF + fs
圖 2-4 舉例說明了分析儀的調諧過程。圖中，fLO 並未高到使 fLO -fsig 混頻分量落入 IF 通帶內，故在顯示器上沒有響應。但是，如果調整斜波發生器使本振調諧到更高頻率，則混頻分量在斜波（掃描）的某點上將落入 IF 通帶內，我們將看到顯示器上出現響應。
由於斜波發生器能同時控制顯示器上跡線的水平位置和本振頻率，因此可以根據輸入訊號的頻率來校準顯示器的橫軸。
我們還未完全解決調諧問題。如果輸入訊號頻率是 9。0 GHz，會發生什麼情況呢？當本振調諧在 3。8 至 8。7 GHz 的範圍時，在它到達遠離 9。0 GHz 輸入訊號的中頻（3。9 GHz）時，會得到一個頻率與中頻頻率相等的混頻分量，並在顯示器上生成響應。換句話說，調諧方程很容易地成為：
這個公式表明圖 2-1 的結構也能得到 8。9 至 13。8 GHz 的調諧範圍，但前提是允許此範圍內的訊號到達混頻器。
圖 2-1 中輸入端低通濾波器的作用就是阻止這些高頻訊號到達混頻器。如前所述，我們還要求中頻訊號本身不會到達混頻器，那麼低通濾波器必須能對 5。1 GHz 以及 8。9 至 13。8 GHz 範圍內的訊號進行有效的衰減。
總之，可以認為對於單頻段射頻頻譜分析儀，選擇的中頻頻率應高於調諧範圍的最高頻率，使本振可以從中頻調諧至調諧範圍的上限頻率加上中頻，同時在混頻器前端放置低通濾波器來濾除 IF 以下的頻率。
為了分辨頻率上非常接近的訊號（見稍後的“訊號分辨”一節），有些頻譜儀的中頻頻寬窄至 1 kHz，有些達到 10 Hz 甚至 1 Hz。這樣的窄帶濾波器很難在 5。1 GHz 的中心頻率上實現，因此必須增加另外的混頻級（一般為 2 至 4 級）來把第一中頻下變頻到最後的中頻。圖 2-5 是一種基於典型頻譜分析儀結構的中頻變換鏈。
圖 2-5。 大多數頻譜分析儀使用 2 至 4 個混頻步驟以達到最後的中頻。
對應的完整的調諧方程為：
可以看出它與僅僅使用第一個中頻的簡化調諧方程得到一樣的結果。雖然圖 2-5 中只畫出了無源濾波器，但實際還有更窄中頻級的放大。基於頻譜儀自身的設計，最終的中頻結構可能還包括對數放大器或模數轉換器等其他器件。
大多數射頻頻譜分析儀都允許本振頻率和第一中頻一樣低，甚至更低。由於本振和混頻器的中頻埠之間的隔離度有限，故本振訊號也會出現在混頻器輸出端。當本振頻率等於中頻時，本振訊號自身也被系統處理並在顯示器上出現響應，就像輸入了一個 0 Hz 的訊號一樣。這種響應稱為本振饋通，它會掩蓋低頻訊號。所以並不是所有的頻譜儀的顯示範圍都能包含 0 Hz。
中頻增益
再看圖 2-1，結構框圖的下一個部分是一個可變增益放大器。它用來調節訊號在顯示器上的垂直位置而不會影響訊號在混頻器輸入端的電平。當中頻增益改變時，基準電平值會相應的變化以保持所顯示訊號指示值的正確性。通常，我們希望在調節輸入衰減時基準電平保持不變，所以射頻衰減器和中頻增益的設定是聯動的。
在輸入衰減改變時，中頻增益會自動調整來抵消輸入衰減變化所產生的影響，從而使訊號在顯示器上的位置保持不變。
訊號分辨
中頻增益放大器之後，就是由模擬和/或數字解析度頻寬（RBW）濾波器組成的中頻部分。
模擬濾波器
頻率解析度是頻譜分析儀或訊號分析儀明確分離出兩個正弦輸入訊號響應的能力。傅立葉理論告訴我們正弦訊號只在單點頻率處有能量，好像我們不應該有什麼解析度問題。兩個訊號無論在頻率上多麼接近，似乎都應在顯示器上表現為兩條線。但是超外差接收機的顯示器上所呈現的訊號響應是具有一定寬度的。
混頻器的輸出包括兩個原始訊號（輸入訊號和本振）以及它們的和與差。中頻由帶通濾波器決定，此帶通濾波器會選出所需的混頻分量並抑制所有其他訊號。由於輸入訊號是固定的，而本振是掃頻的，故混頻器的輸出也是掃頻的。若某個混頻分量恰好掃過中頻，就會在顯示器上將帶通濾波器的特性曲線描繪出來，如圖 2-6 所示。鏈路中最窄的濾波器頻寬決定了總顯示頻寬。在圖 2-5 所示結構中，該濾波器具有 22。5 MHz的中頻。
圖 2-6。 當混頻分量掃過 IF 濾波器時，顯示器上描繪出濾波器的特性曲線。
因此，兩個輸入訊號頻率必須間隔足夠遠，否則它們所形成的跡線會在頂部重疊，看起來像是隻有一個響應。所幸的是，頻譜分析儀中的解析度（IF）濾波器可調，所以通常能找到一個頻寬足夠窄的濾波器來分離頻率間隔很近的訊號。
是德科技頻譜分析儀或訊號分析儀的技術資料列出了可用的 IF 濾波器的 3 dB 頻寬，以便描述頻譜儀分辨訊號的能力。這些資料告訴我們兩個等幅正弦波相距多近時還能依然被分辨。這時由訊號產生的兩個響應曲線的峰值處有 3 dB 的凹陷，如圖 2-7 所示，兩個訊號可以被分辨。當然這兩個訊號還可以再近一些直到它們的跡線完全重疊，但通常以 3 dB 頻寬作為分辨兩個等幅訊號的經驗值。
圖 2-7。 能夠分辨出間距等於所選 IF 濾波器 3 dB 頻寬的兩個等幅正弦訊號。
如果採用標準（正態）檢波模式（見本章後面的“檢波型別”），需要使用足夠的影片濾波平滑訊號跡線，否則因兩個訊號相互作用就會有拖尾現象。雖然拖尾的跡線指出了存在不止一個訊號，但是很難測定每路訊號的幅度。預設檢波模式是正峰值檢波的頻譜儀顯示不出拖尾效應，可以透過選擇取樣檢波模式來進行觀察。
我們碰到更多的情況是不等幅正弦波。有可能較小的正弦波被較大訊號響應曲線的邊帶所淹沒。這種現象如圖 2-8 所示。頂部的跡線看起來是一個訊號，但實際上它包含兩個：一個頻率為 300 MHz（0 dBm），另一個頻率為 300。005 MHz（-30 dBm）。在去除 300 MHz 的訊號後，較小的訊號才會顯示出來。
解析度濾波器的另一個技術指標是頻寬選擇性（也稱選擇性或形狀因子）。頻寬選擇性決定了頻譜儀分辨不等幅正弦訊號的能力。是德科技頻譜分析儀的頻寬選擇性通常指定為 60 dB 頻寬與 3 dB 頻寬之比，如圖 2-9 所示。是德科技分析儀中的模擬濾波器具有 4 個極點，採用同頻調諧式設計，其特性曲線形狀類似高斯分佈4。這種濾波器的頻寬選擇性約為 12。7：1。
那麼，假定頻寬選擇性是 12。7：1，若要分辨頻率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的兩個訊號，應如何選擇解析度頻寬呢？
圖 2-8。 低電平訊號被淹沒在較大訊號響應曲線的邊帶裡
圖 2-9。 頻寬選擇性：60 dB 頻寬與 3 dB 頻寬之比
一些老式頻譜分析儀或訊號分析儀對於最窄的分辨頻寬濾波器採用 5 個極點從而改善頻寬選擇性至 10：1。新型分析儀透過使用數字 IF 濾波器可以達到更好的頻寬選擇性。
由於我們關心的是當分析儀調諧至較小訊號時對較大訊號的抑制情況，因此不需要考慮整個頻寬，而只需考慮從濾波器中心頻率到邊緣的頻率範圍。為確定在給定頻偏時濾波器邊帶下降了多少，使用如下方程：
圖 2-10。 頻寬為 3 kHz（上方跡線）不能分辨出較小訊號，頻寬減小到 1 kHz（下方跡線）時則能分辨
數字濾波器
一些頻譜分析儀使用數字技術實現解析度頻寬濾波器。數字濾波器有很多優點，例如它能極大地改善濾波器的頻寬選擇性。是德科技公司的 PSA 系列和 X 系列分析儀實現了解析度頻寬濾波器的全部數字化。另外像 Keysight ESA-E 系列頻譜儀，採用的是混合結構：頻寬較大時採用模擬濾波器，頻寬小於等於 300 Hz 時採用數字濾波器。
剩餘 FM
最小可用解析度頻寬通常由分析儀中本振（尤其是第一本振）的穩定度和剩餘調頻決定。早期的頻譜儀設計使用不穩定的 YIG （釔鐵石榴石）振盪器，通常具有大約 1 kHz 的殘餘調頻。由於這種不穩定性被傳遞給與本振相關的混頻分量，再將解析度頻寬減小至1KHz以下是沒有意義的，因為不可能確定這種不穩定性的準確來源。
不過，現代分析儀已經極大的改善了殘餘調頻。比如是德科技高效能 X 系列訊號分析儀具有 0。25 Hz（標稱值）的剩餘調頻；PSA 系列頻譜分析儀為 1 至 4 Hz；ESA 系列頻譜儀為 2 至 8 Hz。這使得解析度頻寬可以減小至 1 Hz。因此，分析儀上出現的任何不穩定性都是由輸入訊號造成的。
相位噪聲
沒有一種振盪器是絕對穩定的。雖然我們看不到頻譜分析儀本振系統的實際頻率抖動，但仍能觀察到本振頻率或相位不穩定性的明顯表徵，這就是相位噪聲（有時也叫噪聲邊帶）。
它們都在某種程度上受到隨機噪聲的頻率或相位調製的影響。如前所述，本振的任何不穩定性都會傳遞給由本振和輸入訊號所形成的混頻分量，因此本振相位噪聲的調製邊帶會出現在幅度遠大於系統寬頻底噪的那些頻譜分量周圍（圖 2-11）。顯示的頻譜分量和相位噪聲之間的幅度差隨本振穩定度而變化，本振越穩定，相位噪聲越小。它也隨解析度頻寬而變，若將解析度頻寬縮小 10 倍，顯示相位噪聲電平將減小 10 dB5。
圖 2-11。只有當訊號電平遠大於系統底噪時，才會顯示出相位噪聲
相位噪聲頻譜的形狀與分析儀的設計，尤其是用來穩定本振的鎖相環結構有關。在某些分析儀中，相位噪聲在穩定環路的頻寬中相對平坦，而在另一些分析儀中，相位噪聲會隨著訊號的頻偏而下降。相位噪聲採用 dBc（相對於載波的 dB 數）為單位，並歸一化至 1 Hz 噪聲功率頻寬。有時在特定的頻偏上指定，或者用一條曲線來表示一個頻偏範圍內的相位噪聲特性。
通常，我們只能在解析度頻寬較窄時觀察到頻譜儀的相位噪聲，此時相位噪聲使這些濾波器的響應曲線邊緣變得模糊。使用前面介紹過的數字濾波器也不能改變這種效果。對於解析度頻寬較寬的濾波器，相位噪聲被掩埋在濾波器響應曲線的邊帶之下，正如之前討論過的兩個非等幅正弦波的情況。
一些現代頻譜分析儀或訊號分析儀允許使用者選擇不同的本振穩定度模式，使得在各種不同的測量環境下都能具備最佳的相位噪聲。例如，高效能 X 系列訊號分析儀提供 3 種模式：
– 距載波頻偏小於 140 kHz 時的相位噪聲最佳化。在此模式下，載波附近的本振相位噪聲被最佳化，而 140 kHz 之外的相位噪聲不具備最優特性。
– 距載波頻偏大於 160 kHz 時的相位噪聲最佳化。這種模式最佳化距載波頻偏大於 160 KHz 處的相位噪聲。
– 最佳化本振用於快速調諧。當選擇這種模式，本振的特性將折衷所有距載波頻偏小於 2 MHz 範圍內的相位噪聲。這樣在改變中心頻率或掃寬時允許在最短的測量時間內保證最大的測量吞吐量。
圖 2-12a。 相位噪聲效能在不同測量環境下的最佳化
圖 2-12b。 距載波頻偏為 140 kHz 處的詳細顯示
高效能 X 系列訊號分析儀的相位噪聲最佳化還可以設為自動模式，這時頻譜儀會根據不同的測量環境來設定儀器，使其具有最佳的速度和動態範圍。當掃寬 > 44。44 MHz 或解析度頻寬 > 1。9 MHz 時，分析儀選擇快速調諧模式。另外，當中心頻率< 195 kHz 或當中心頻率 ≥ 1 MHz 且掃寬 ≤ 1。3 MHz、解析度頻寬 ≤ 75 kHz 時，分析儀自動選擇最佳近端載波相位噪聲。在其他情況下，分析儀會自動選擇遠端最佳相位噪聲。
在任何情況下，相位噪聲都是頻譜分析儀或訊號分析儀分辨不等幅訊號能力的最終限制因素。如圖 2-13所示，根據 3 dB 頻寬和選擇性理論，我們應該能夠分辨出這兩個訊號，但結果是相位噪聲掩蓋了較小的訊號。
圖 2-13。 相位噪聲阻礙了對非等幅訊號的分辨
掃描時間
模擬解析度濾波器
如果把解析度作為評價頻譜儀的唯一標準，似乎將頻譜儀的解析度（IF）濾波器設計得儘可能窄就可以了。然而，解析度會影響掃描時間，而我們又非常注重掃描時間。因為它直接影響完成一次測量所需的時間。
考慮解析度的原因是由於中頻濾波器是帶限電路，需要有限的時間來充電和放電。如果混頻分量掃過濾波器的速度過快，便會造成如圖 2-14 所示的顯示幅度的丟失。（關於處理中頻響應時間的其他方法，見本章後面所述的“包絡檢波器”。）如果我們考慮混頻分量停留在中頻濾波器通帶內的時間，則這個時間與頻寬成正比，與單位時間內的掃描（Hz）成反比，即：
通帶內的時間 =
許多模擬分析儀中所採用的同步調諧式準高斯濾波器的 k 值在 2 至 3 之間。
圖 2-14。 掃描過快引起顯示幅度的下降和所指定頻率的偏移
我們得出的重要結論是：解析度的變化對掃描時間有重大影響。老式模擬分析儀通常都能按 1、3、10 的規律或大致等於 10 的平方根的比率提供步進值。所以，當解析度每改變一檔，掃描時間會受到約 10 倍的影響。Keysight X 系列訊號分析儀提供的頻寬步進可達 10%，以實現掃寬、解析度和掃描時間三者更好的折衷。
頻譜分析儀一般會根據掃寬和解析度頻寬的設定自動調整掃描時間，透過調節掃描時間來維持一個被校準的顯示。必要時，我們可以不使用自動調節而採用手動方式設定掃描時間。如果所要求的掃描時間比提供的最大可用掃描時間還短，頻譜儀會在網格線右上方顯示“Meas Uncal”以表示顯示結果未經校準。
數字解析度濾波器
是德科技頻譜分析儀或訊號分析儀中所使用的數字解析度濾波器對掃描時間的影響與之前所述的模擬濾波器不同。對於掃描分析，利用數字技術實現的濾波器在不進行更深入處理的條件下，掃描速度提高至原來的 2 至 4倍。
而配有選件 FS1 的 X 系列訊號分析儀利用程式設計方法可以校正解析度頻寬在大約 3 kHz 至 100 kHz 之間時掃描速度過快的影響。因此取決於特定的設定，掃描時間可以從秒級縮短到毫秒級。見圖 2-14a。不包括校正過程的掃描時間將達到 79。8 秒。圖 2-14b 顯示了分析儀配有選件 FS1 時，掃描時間達 1。506 秒。對於這些最寬的解析度頻寬，掃描時間已經非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 掃寬、1 MHz 解析度頻寬條件下，使用公式計算得出掃描時間僅為 2 毫秒。
對於較窄的解析度頻寬，Keysight 頻譜分析儀或訊號分析儀使用快速傅立葉變換（FFT）來處理資料，因此掃描時間也會比公式預計的時間短。由於被分析的訊號是在多個頻率範圍中進行處理，所以不同的分析儀會有不同的效能表現。例如，如果頻率範圍為 1 kHz，那麼當我們選擇 10 Hz 的解析度頻寬時，分析儀實際上是在 1 kHz 單元中透過 100 個相鄰的 10 Hz 濾波器同時處理資料。如果數字處理的速度能達到瞬時，那麼可以預期掃描時間將縮短 100 倍。實際上縮減的程度要小些，但仍然非常有意義。
圖 2-14a。 20 kHz RBW、未配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度
圖 2-14b。 20 kHz RBW、配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度
包絡檢波器
老式分析儀通常會使用包絡檢波器將中頻訊號轉換為影片訊號7。最簡單的包絡檢波器由二極體、負載電阻和低通濾波器組成，如圖 2-15 所示。示例中的中頻鏈路輸出訊號（一個幅度調製的正弦波）被送至檢波器，檢波器的輸出響應隨中頻訊號的包絡而變化，而不是中頻正弦波本身的瞬時值。
對大多數測量來說，我們選擇足夠窄的解析度頻寬來分辨輸入訊號的各個頻譜分量。如果本振頻率固定，頻譜儀則調諧到訊號的其中一個頻譜分量上，那麼中頻輸出就是一個恆定峰值的穩定正弦波。於是包絡檢波器的輸出將是一個恆定（直流）電壓，並沒有需要檢波器來跟蹤的變化。
不過，有些時候我們會故意使解析度頻寬足夠寬以包含兩個或更多的頻譜分量，而有些場合則別無選擇，因為這些頻譜分量之間的頻率間隔比最窄的解析度頻寬還要小。假設通帶內只含兩個頻譜分量，則兩個正弦波會相互影響而形成拍音，如圖 2-16 所示，中頻訊號的包絡會隨著兩個正弦波間的相位變化而變化。
解析度（中頻）濾波器的頻寬決定了中頻訊號包絡變化的最大速率。該頻寬決定了兩個輸入正弦波之間有多大的頻率間隔從而在經混頻後能夠同時落在濾波器通帶內。假設末級中頻為 22。5 MHz，頻寬為 100 kHz，那麼兩個間隔 100 kHz 的輸入訊號會產生 22。45 和 22。55 MHz 的混頻分量，因而滿足上述標準，如圖 2-16 所示。檢波器必須能夠跟蹤由這兩個訊號所引起的包絡變化，而不是 22。5 MHz 中頻訊號本身的包絡。
包絡檢波器使頻譜分析儀成為一個電壓表。讓我們再次考慮上述中頻通帶內同時有兩個等幅訊號的情況，功率計所指示的電平值會比任何一個訊號都要高 3 dB，也就是兩個訊號的總功率。假定兩個訊號靠得足夠近，以致分析儀調諧至它們中間時由於濾波器的頻響跌落而引起的衰減可以忽略不計。（
對於這裡所討論的內容，我們假設濾波器具有理想的矩形特性。）
那麼分析儀的顯示將在任一訊號電平 2 倍的電壓值（大於 6 dB）與 0（在對數標度下為負無窮大）之間變化。記住這兩個訊號是不同頻率的正弦訊號（向量），所以它們彼此之間的相位也在不斷變化，有時剛好同相，幅值相加，而有時又剛好反相，則幅值相減。
因此，包絡檢波器根據來自中頻鏈路的訊號峰值（而不是瞬時值）的變化而改變，導致訊號相位的丟失，這將電壓表的特性賦予了頻譜分析儀。
數字技術實現的解析度頻寬濾波器不包括模擬的包絡檢波器，而是用數字處理計算出 I、Q 兩路資料平方和的方根，這在數值上與包絡檢波器的輸出相同。
一種頻率範圍從零（直流）到由電路元件決定的某個較高頻率的訊號。頻譜儀早期的模擬顯示技術用這種訊號直接驅動 CRT 的垂直偏轉，因此被稱為影片訊號。
顯示
直到 20 世紀 70 年代中期，頻譜分析儀的顯示方式還是純模擬的。顯示的跡線呈現連續變化的訊號包絡，且沒有資訊丟失。但是模擬顯示有著自身的缺點，主要的問題是處理窄解析度頻寬時所要求的掃描時間很長。在極端情況下，顯示跡線會變成一個在陰極射線映象管（CRT）螢幕上緩慢移動的光點，而沒有實際的跡線。所以，長掃描時間使顯示變得沒有意義。
是德科技（當時是惠普的一部分）率先提出了一種可變餘輝儲存的 CRT，能在它上面調節顯示資訊的消退速率。如果調節適當，那麼在舊跡線剛剛消失的時刻新的跡線恰好出現以更新顯示。這種顯示是連續、無閃爍的，而且避免了跡線重疊帶來的混淆。它的效果相當好，但是針對每個新的測量狀態需要重新調整亮度和消退速度。
20 世紀 70 年代中期，數位電路發展起來，它很快被用於頻譜分析儀中。一旦一條跡線被數字化並存入儲存器後，便永久地用於顯示。在不使影象變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來重新整理顯示變得簡單。在不使影象變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來重新整理顯示變得簡單。
圖 2-17。 對模擬訊號進行數字化時，每個點應顯示什麼樣的值？
檢波器型別
採用數字顯示，我們需要確定對每個顯示資料點，應該用什麼樣的值來代表。無論我們在顯示器上使用多少個數據點，每個資料點必須能代表某個頻率範圍或某段時間間隔（儘管在討論頻譜分析儀時通常並不會用時間）內出現的訊號。
這個過程好似先將某個時間間隔的資料都放到一個訊號收集單元（bucket）內，然後運用某一種必要的數學運算從這個訊號收集單元中取出我們想要的資訊位元。隨後這些資料被放入儲存器再被寫到顯示器上。這種方法提供了很大的靈活性。
這裡我們將要討論 6 種不同型別的檢波器。
在圖 2-18 中，每個訊號收集單元內包含由以下公式決定的掃寬和時間幀的資料：
圖 2-18。 1001 個跡線點（訊號收集單元）中的每個點都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0。01 ms 的時間掃寬
頻率：訊號收集單元的寬度 = 掃寬/（跡線點數 – 1）
時間：訊號收集單元的寬度 = 掃描時間/（跡線點數 – 1）
不同儀器的取樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時間能夠獲得更高的精度，因為任何一種情況都會增加訊號收集單元所含的樣本數。採用數字中頻濾波器的分析儀，取樣速率和內插特性按照等效於連續時間處理來設計。
“訊號收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區分這 6 種顯示檢波器型別：
– 取樣檢波
– 正峰值檢波（簡稱峰值檢波）
– 負峰值檢波
– 正態檢波（Normal）
– 平均檢波
– 準峰值檢波
圖 2-19。 儲存器中存入的跡線點基於不同的檢波器演算法
前三種檢波型別（取樣、峰值和負峰值）比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態、平均和準峰值檢波要複雜一些，我們稍後進行討論。
我們回到之前的問題：如何用數字技術儘可能如實地顯示模擬系統？我們來設想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的訊號只包含噪聲和一個連續波（CW）訊號。
取樣檢波
作為第一種方法，我們只選取每個訊號收集單元的中間位置的瞬時電平值（如圖 2-19）作為資料點，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續的，我們設計了一種能描繪出各點之間向量關係的系統。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個還算合理的顯示。當然，跡線上的點數越多，就越能真實地再現模擬訊號。不同頻譜儀的可用顯示點數是不一樣的，對於 X 系列訊號分析儀，頻域跡線的取樣顯示點數可以從最少 1 個點到最多 40001 個點。如圖 2-21 所示，增加取樣點確實可使結果更接近於模擬訊號。
雖然這種取樣檢波方式能很好的體現噪聲的隨機性，但並不適合於分析正弦波。如果在高效能 X 系列訊號分析儀上觀察一個 100 MHz 的梳狀訊號，分析儀的掃寬可以被設定為 0 至 26。5 GHz即便使用 1001 個顯示點，每個顯示點代表 26。5 MHz 的頻率掃寬（訊號收集單元），也遠大於 8 MHz 的最大解析度頻寬。
結果，採用取樣檢波模式時，只有當梳狀訊號的混頻分量剛好處在中頻的中心處時，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個使用取樣檢波的頻寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀訊號幅度應該與圖 2-22b 所示（使用峰值檢波）的實際訊號基本一致。可以得出，取樣檢波方式並不適用於所有訊號，也不能反映顯示訊號的真實峰值。當解析度頻寬小於取樣間隔（如訊號收集單元的寬度）時，取樣檢波模式會給出錯誤的結果。
圖 2-22a。 取樣檢波模式下的頻寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀訊號
圖 2-22b。 在 10 MHz 掃寬內，採用（正）峰值檢波得到的實際梳狀訊號
（正）峰值檢波
確保所有正弦波的真實幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個訊號收集單元內出現的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀預設的檢波方式，因為無論解析度頻寬和訊號收集單元的寬度之間的關係如何，它都能保證不丟失任何正弦訊號。不過，與取樣檢波方式不同的是，由於峰值檢波只顯示每個訊號收集單元內的最大值而忽略了實際的噪聲隨機性，所以在反映隨機噪聲方面並不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補充。
負峰值檢波
負峰值檢波方式顯示的是每個訊號收集單元中的最小值。大多數頻譜儀都提供這種檢波方式，儘管它不像其他方式那麼常用。對於 EMC 測量，想要從脈衝訊號中區分出 CW 訊號，負峰值檢波會很有用。在本應用指南後面的內容裡，我們將看到負峰值檢波還能應用於使用外部混頻器進行高頻測量時的訊號識別。
正態檢波
為了提供比峰值檢波更好的對隨機噪聲的直觀顯示並避免取樣檢波模式顯示訊號的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態檢波模式（俗稱 rosenfell9 模式）。如果訊號像用正峰值和負峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該演算法將這種訊號歸類為噪聲訊號。
Roesnfell 並不是人名，而是一種運算方法的描述，用以測試在給定資料點代表的訊號收集單元內的訊號是上升還是下降，有時也寫成 rose’n’fell。
在這種情況下，用奇數號的資料點來顯示訊號收集單元中的最大值，用偶數號的資料點來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。（由於取樣檢波器在測量噪聲時非常有效，所以它常被用於噪聲遊標應用。同樣在通道功率測量和鄰道功率測量中需要一種檢波型別，可以提供無任何傾 向 的結果，此時適合使用峰值檢波。對沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。）
當遇到正弦訊號時會是什麼情況呢？我們知道，當混頻分量經過中頻濾波器時，頻譜儀的顯示器上會描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個顯示點，便會出現下述情況：顯示訊號只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時才上升，也只在混頻分量遠離濾波器中心頻率時才下降。無論哪一種情況，正峰值和負峰值檢波都能檢測出單一方向上的幅度變化，並根據正態檢波演算法，顯示每個訊號收集單元內的最大值，如圖 2-24 所示。
當解析度頻寬比訊號收集單元窄時又會怎樣呢？這時訊號在訊號收集單元內既有上升又有下降。如果訊號收集單元恰好是奇數號，則一切正常，訊號收集單元內的最大值將作為下一個資料點直接被繪出。但是，如果訊號收集單元是偶數號的，那麼描繪出的將是訊號收集單元內的最小值。根據解析度頻寬和訊號收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同於真實峰值（我們希望顯示的值）。在訊號收集單元寬度遠大於解析度頻寬的極端情況下，訊號收集單元內的最大值和最小值之差將是訊號峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個訊號收集單元，當前訊號收集單元中的峰值總是與前一個訊號收集單元中的峰值相比較，當訊號單元為奇數號時（如第 7 個單元）就顯示兩者中的較大值。此峰值實際上發生在第6 個訊號收集單元，但在第 7 個單元才被顯示出來。
圖 2-24。 當訊號收集單元內的值只增大或只減小時，正態檢波顯示該單元內的最大值
正態檢波演算法：
如果訊號值在一個訊號收集單元內既有上升又有下降：則偶數號訊號收集單元將顯示該單元內的最小值（負峰值）。並記錄最大值，然後在奇數號訊號收集單元中將當前單元內的峰值與之前（記錄的）一個單元的峰值進行比較並顯示兩者中的較大值（正峰值）。如果訊號在一個訊號收集單元內只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。
這個處理過程可能引起資料點的最大值顯示過於偏向右方，但此偏移量通常只佔掃寬的一個很小的百分數。一些頻譜分析儀，例如高效能 X 系列訊號分析儀，透過調節本振的起止頻率來補償這種潛在的影響。
另一種錯誤是顯示峰值有兩個而實際峰值只存在一個，圖 2-26 顯示出可能發生這種情況的例子。使用較寬解析度頻寬並採用峰值檢波時兩個峰值輪廓被顯示出來。
因此峰值檢波最適用於從噪聲中定位 CW 訊號，取樣檢波最適用於測量噪聲，而既要觀察訊號又要觀察噪聲時採用正態檢波最為合適。
圖 2-25。 正態檢波演算法所選擇的顯示跡線點
圖 2-26。 正態檢波顯示出兩個峰值而實際只存在一個
平均檢波
雖然現代數字調製方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有資訊。比如在測量一個 W-CDMA 訊號的通道功率時，我們需要整合訊號的均方根值，這個測量過程涉及到頻譜儀一定頻率範圍內的訊號收集單元的總功率，取樣檢波並不能提供這個資訊。
雖然一般頻譜儀是在每個訊號收集單元內多次收集幅度資料，但取樣檢波只保留這些資料中的一個值而忽略其他值。而平均檢波會使用該時間（和頻率）間隔內的該訊號收集單元內所有資料，一旦資料被數字化並且我們知道其實現的環境，便可以將資料以多種方法處理從而獲得想要的結果。
某些頻譜儀將功率（基於電壓的均方根值）取平均的檢波稱為 rms（均方根） 檢波。Keysight X 系列訊號分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和訊號的對數平均，不同的平均型別可以透過按鍵單獨選擇：
功率（rms）平均是對訊號的均方根電平取平均值，這是將一個訊號收集單元內所測得的電壓值取平方和再開方然後除以頻譜儀輸入特性阻抗（通常為 50 Ω）而得到。功率平均計算出真實的平均功率，最適用於測量複雜訊號的功率。
電壓平均是將一個訊號收集單元內測得的訊號包絡的線性電壓值取平均。在 EMI 測試中通常用這種方法來測量窄帶訊號（這部分內容將在下一節做進一步討論）。電壓平均還可以用來觀察 AM 訊號或脈衝調製訊號（如雷達訊號、TDMA 發射訊號）的上升和下降情況。
對數功率（影片）平均是將一個訊號收集單元內所測得的訊號包絡的對數幅度值（單位為 dB）取平均。它最適合用來觀察正弦訊號，特別是那些靠近噪聲的訊號。11
因此，使用功率為平均型別的平均檢波方式提供的是基於 rms 電壓值的真實平均功率，而平均型別為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均型別為對數的檢波器沒有其他等效方式。
採用平均檢波測量功率較取樣檢波有所改進。取樣檢波需要進行多次掃描以獲取足夠的資料點來提供精確的平均功率資訊。平均檢波使得對通道功率的測量從某範圍內訊號收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時間間隔的合成。在快速傅立葉變換（FFT）頻譜儀12中，用於測量通道功率的值由顯示資料點的和變為了 FFT 變換點之和。
在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率資訊，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點的功率資訊。所以當測量時間相同時，平均檢波的結果一致性更高。在掃描分析時也可以簡單地透過延長掃描時間來提高測量結果的穩定性。
EMI 檢波器：平均檢波和準峰值檢波
平均檢波的一個重要應用是用於檢測裝置的電磁干擾（EMI）特性。在這種應用中，上一節所述的電壓平均方式可以測量到可能被寬頻脈衝噪聲所掩蓋的窄帶訊號。在 EMI 測試儀器中所使用的平均檢波將取出待測的包絡並使其透過一個頻寬遠小於 RBW 的低通濾波器，此濾波器對訊號的高頻分量（如噪聲）做積分（取平均）運算。若要在一個沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實現這種檢波型別，需將頻譜儀設定為線性模式並選擇一個影片濾波器，它的截止頻率需小於被測訊號的最小 PRF（脈衝重複頻率）。
準峰值檢波（QPD）同樣也用於 EMI 測試中。QPD 是峰值檢波的一種加權形式，它的測量值隨被測訊號重複速率的下降而減小。也就是，一個給定峰值幅度並且脈衝重複速率為 10 Hz 的脈衝訊號比另一個具有相同峰值幅度但脈衝重複速率為 1 kHz 的訊號準峰值要低。這種訊號加權是透過帶有特定充放電結構的電路和由 CISPR 定義的顯示時間常量來實現。
CISPR，國際無線電干擾特別委員會，由一些國際組織建立於 1934 年，致力於解決無線電干擾。它是由國際電工委員會（IEC）和許多其他國際組織的委員所組成的一個非政府組織，其所推薦的標準通常成為世界各地的政府監管機構所採用的法定 EMC 測試要求的基礎。
QPD 也是定量測量訊號“干擾因子”的一種方法。設想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那麼基本上還可以正常收聽節目，但是，如果相同幅度的干擾訊號每秒出現 60 次，就無法再正常收聽節目了。
平滑處理
在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經討論過的平均檢波，還有兩種方法：影片濾波和跡線平均14。下面將對它們進行介紹。
影片濾波
要識別靠近噪聲的訊號並不只是 EMC 測量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測訊號加上它自身的內部噪聲。為了減小噪聲對顯示訊號幅度的影響，我們常常對顯示進行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變影片濾波器就是用作此目的。它是一個低通濾波器，位於包絡檢波器之後，並且決定了影片訊號的頻寬，該影片訊號稍後將被數字化以生成幅度資料。此影片濾波器的截止頻率可以減小到小於已選定的解析度頻寬（IF）濾波器的頻寬。這時候，影片系統將無法再跟隨經過中頻鏈路的訊號包絡的快速變化。結果就是對被顯示訊號的平均或平滑。
圖 2-27。 頻譜分析儀顯示的訊號加噪聲
圖 2-28。 圖 2-27 中的訊號經充分平滑後的顯示
圖 2-29。 VBW 與 RBW 比值分別為 3：1、1：10、1：100 時的平滑效果
這種效果在測量噪聲時最為明顯，尤其是選用高解析度頻寬的時候。當減小影片頻寬，那麼噪聲峰峰值的波動變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度（平均或平滑的程度）隨影片頻寬和解析度頻寬的比值而變。當比值小於或等於 0。01 時，平滑效果較好，而比值增大時，平滑效果則不太理想。影片濾波器不會對已經平滑的訊號跡線（例如顯示的正弦訊號已可以很好地與噪聲區分）有任何影響。
如果將頻譜儀設定為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點：首先，如果 VBW > RBW，則改變解析度頻寬對噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變影片頻寬似乎會影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因為頻譜儀當前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現出隨著影片頻寬而變，這是由於平均（平滑）處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平並不改變，如圖 2-30b。
圖 2-30a。 正峰值檢波模式：減小影片頻寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平
圖 2-30b。 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的比值為多少（3：1、1：10、1：100），噪聲電平保持不變
由於影片濾波器有自己的響應時間，因此當影片頻寬 VBW 小於解析度頻寬 RBW 時，掃描時間的改變近似與影片頻寬的變化成反比，掃描時間（ST）透過以下公式來描述：
分析儀根據影片頻寬、掃寬和解析度頻寬，自動設定相應的掃描時間。
跡線平均
數字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它透過逐點的兩次或多次掃描來實現平均，每一個顯示點的新數值由當前值與前一個平均值再求平均得到：
因此，經過若干掃描後顯示會漸漸趨於一個平均值。透過設定發生平均的掃描次數，可以像影片濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數下獲得的跡線平均效果。儘管跡線平均不影響掃描時間，但因為多次掃描需要一定的時間，因此要達得期望的平均效果所用的時間與採用影片濾波方式所用的時間大致相同。
圖 2-31。 掃描次數分別為 1、5、20、100（每組掃描對應跡線位置偏移從上到下）時的跡線平均效果
在大多數場合裡無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測訊號是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦訊號，則不管使用影片濾波還是跡線平均都會得到相同的效果。
不過，兩者之間仍有一個明顯的區別。影片濾波是對訊號實時地進行平均，即隨著掃描的進行我們看到的是螢幕上每個顯示點的充分平均或平滑效果。每個點只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時間約為 1/VBW。而跡線平均需要進行多次掃描來實現顯示訊號的充分平均，且每個點上的平均處理發生在多次掃描所需的整個時間週期內。
所以對於某些訊號來說，採用不同的平滑方式會得到截然不同的效果。比如對一個頻譜隨時間變化的訊號採用影片平均時，每次掃描都會得到不同的平均結果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結果將更接近於真實的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。
圖 2-32a 和 2-32b 顯示對調頻廣播訊號分別應用影片濾波和跡線平均，所產生的不同效果。
圖 2-32a。 影片濾波
圖 2-32b。 跡線平均
時間選通
具有時間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上佔據相同部分而時域上彼此分離的訊號的頻譜資訊。透過利用外部觸發訊號調整這些訊號間的間隔，可以實現如下功能：
– 測量在時域上彼此分離的多個訊號中的任意一個（例如，您可以分離出兩個時分而頻率相同的無線訊號的頻譜）
– 測量 TDMA 系統中某個時隙的訊號頻譜
– 排除干擾訊號的頻譜，比如去除只存在於一段時間的週期性脈衝邊緣的瞬態過程
為什麼需要時間選通
傳統的頻域頻譜分析儀在分析某些訊號時只能提供有限的資訊。這些較難分析的訊號型別包括：
– 射頻脈衝
– 時間複用
– 分時多重進接（TDMA）
– 頻譜交織或非連續
– 脈衝調製
有些情況，時間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進行但也非常困難的測量。
測量時分雙工訊號
如何使用時間選通功能執行復雜的測量，請見圖 2-33a。圖中顯示了一個簡化的數字移動訊號，其中包含無線訊號 #1 和 #2，它們佔據同一頻道而時間分用。每路訊號傳送一個 1 ms 的脈衝，然後關閉，而後另一路訊號再發送 1 ms。問題的關鍵是如何測量每個發射訊號單獨的頻譜。
圖 2-33a。 在時域裡簡化的數字移動無線訊號
令人遺憾的是，傳統的頻譜分析儀並不能實現這一點。它只能顯示兩個訊號的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現代分析儀利用時間選通功能以及一個外部觸發訊號，就能夠觀察到單獨的無線訊號 #1（或 #2）的頻譜並確定其是否存在所顯示的雜散訊號，如圖2-33c。
調整這些引數可以讓您觀察到所需的某個時間段的訊號頻譜。如果剛好在感興趣的時間段裡僅有一個選通訊號，那麼就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通訊號。但是在許多情況下，選通訊號的時間不會與我們要測量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結合指定的選通時延和選通脈衝寬度採用邊緣觸發模式來精確定義想測量訊號的時間週期。
圖 2-34。 電平觸發：頻譜分析儀只在選通觸發訊號高於某個確定的電平時才測量頻譜
圖 2-35。 採用 8 個時隙的 TDMA 訊號（本例為 GSM 訊號），時隙 0 為“關閉”。
考慮如圖 2-35 所示的 8 個時隙的 GSM 訊號。每個突發脈衝序列的長度為 0。577 ms，整個幀長 4。615 ms。我們可能只對某個指定時隙內的訊號頻譜感興趣。本例中假設 8 個可用時隙中使用了兩個（時隙 1 和 3），如圖 2-36。當在頻域中觀察此訊號時，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多餘的雜散訊號。為了解決這個問題並找到干擾訊號的來源，我們需要確定它出現在哪一個時隙裡。如果要觀察時隙 3，我們可以將選通的觸發設定在時隙 3 中的突發脈衝序列的上升沿並指定選通時延為 1。4577 ms、選通脈衝寬度為461。60 μs，如圖 2-38 所示。選通時延確保了在整個突發脈衝序列持續期間我們只測量時隙 3 訊號的頻譜。注意一定要謹慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發脈衝序列的上升沿和下降沿，因為需要在測量前留出一些時間等待 RBW 濾波訊號穩定下來。圖 2-39。 顯示了時隙 3 的頻譜，表明雜散訊號並不是由此突發脈衝引起的。
實現時間選通的三種常見方法
– FFT 選通
– 本振選通
– 影片選通
圖 2-36。 只有時隙 1 和 3“開啟”的 GSM 訊號在零掃寬（時域）時的顯示。
圖 2-37。 兩個時隙“開啟”的 GSM 訊號的頻域顯示，頻譜中出現多餘的雜散訊號。
圖 2-38。 使用時間選通觀察 GSM 訊號時隙 3 的頻譜。
圖 2-39。 時隙3 的頻譜表明雜散訊號不是由此突發脈衝導致的。
選通 FFT
Keysight X 系列訊號分析儀具有內建的 FFT 功能。在此模式下，觸發啟用後經過所選時延，頻譜儀開始捕獲資料並進行 FFT 處理。中頻訊號經數字化後在 1。83/RBW 的時間週期內被採集。基於這個資料採集計算 FFT，得到訊號的頻譜。因此，該頻譜存在於已知時間段的某個特定時間。當頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時，這是速度最快的選通技術。
為了獲得儘可能大的頻率解析度，應選擇頻譜儀可用的最小的 RBW（它的捕獲時間與待測時間週期相適應）。但實際中並非總需如此，您可以選擇一個較寬的 RBW 同時相應地減小選通脈衝寬度。在 FFT選通應用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術的最小可用 RBW 更窄，因為在其他技術裡中頻必須在脈衝持續期內充分穩定，這需要比 1。83/RBW 更長的時間。
本振選通
本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們透過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通訊號開啟時，本振訊號在頻率上爬升。當選通關閉後，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由於這種技術可以在每個突發脈衝訊號持續期間內對多個訊號收集單元進行測量，因此它的速度比影片選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 訊號為例。
圖 2-40。 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內掃描
本振選通
本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們透過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通訊號開啟時，本振訊號在頻率上爬升。當選通關閉後，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由於這種技術可以在每個突發脈衝訊號持續期間內對多個訊號收集單元進行測量，因此它的速度比影片選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 訊號為例。
用標準非選通模式的 X 系列訊號分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14。6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈衝寬度為 0。3 ms，頻譜儀必須在 49（14。6 除以 0。3）個選通訊號間隔時間內掃描；如果 GSM 訊號的完整幀長為 4。615 ms，那麼總的測量時間就等於 49 個選通訊號間隔乘以 4。615 ms 等於 226 ms。這與後面所說的影片選通技術相比在速度上有了很大的提高。X 系列訊號分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。
圖 2-41。 GSM 訊號頻譜
影片選通
一些頻譜儀（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）採用了影片選通的訊號分析技術。這種情況下，當選通訊號處於截止狀態時影片電壓被關閉或為“負無窮大”。檢波器設定為峰值檢波，掃描時間的設定必須保證選通訊號在每個顯示點或訊號收集單元內至少出現一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應時間間隔內的真實資料，否則會出現沒有資料值的跡線點，進而導致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時間 = 顯示點數 N x 突發脈衝的時間週期。例如，在 GSM 測量中，完整幀長為 4。615 ms，假設 ESA 頻譜儀設定為預設顯示點數 401，那麼對於 GSM 影片選通測量的最小掃描時間是 401 x 4。615 ms = 1。85 s。
有些 TDMA 格式的週期時間長達 90 ms，導致如果使用影片選通技術需要很長的掃描時間。現在，您已經知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當使用數字技術替代某些類比電路時，對頻譜分析儀的效能有何改善。
圖 2-42。 具有影片選通的頻譜分析儀的結構框圖
本文的目的是為您提供關於頻譜分析儀的基本概述。您或許想要進一步瞭解與頻譜分析相關的更多其他話題，您可訪問頻譜分析儀網頁。
